多年来，已经开发了许多不同的电路来产生FM信号。在之前的文章中，我们不难发现了如何利用电抗调制器和变容二极管使LC振荡器可调，以直接产生FM。本文解释了变容二极管如何与一起使用，以创建用于产生直接FM波的压控振荡器（VCO）。在文章的最后，我们将简要解释基于

  在我们开始之前，让我们简要回顾一下变容二极管LC振荡器组合。图1显示了如何将变容二极管与振荡器的谐振电路并联，以产生直接的FM波。

  图1使用变容二极管来调节调谐电路的谐振频率。图片由Steve Arar提供

  调制信号m（t）通过变压器叠加在直流偏置电压（VB）上。产生的电压出现在变容二极管两端。射频扼流圈将电路的低频部分与高频部分隔开。最后，直流阻断电容器确保变容二极管的直流偏置电压不可能影响振荡器电路。

  这种电路的主要缺点是载波频率趋于漂移，需要复杂的反馈电路来稳定中心频率。实现稳定载波频率的另一种方法是将变容二极管与晶体振荡器相结合，我们将在下面讨论。

  在晶体振荡器中，变容二极管可以与晶体串联或并联放置，以产生变频振荡器。图3显示了具有并联变容二极管的晶体振荡器的简化图。

  图3变容管晶体组合提供了增强的中心频率稳定性。图片由Steve Arar提供

  晶体提供稳定的载波频率；变容二极管的可变电容使晶体的频率略微偏离其自然共振。将消息信号施加到变容二极管意味着输出频率会根据消息而变化，由此产生FM波。请注意，晶体的串联和并联谐振频率之间的间隔必须足以避免在错误的频率下振荡。

  这里的主要思想是让晶体提供稳定的载波频率，并使用变容二极管的可变电容直接产生FM波。然而，缺点是晶体如此牢固地建立了振荡频率，以至于变容二极管的电容变化只会导致输出频率的轻微变化。与晶体并联添加电容器有几率会使频率偏移几十到几百ppm。

  例如，假设我们在5 MHz中心频率附近实现了±500 Hz的偏差。在这种情况下，100倍的频率倍增会在500 MHz左右产生±50 kHz的频率偏差。然而，工作在5 MHz的电抗调制器的频率偏差可能为±4 kHz。通过应用×18倍频，我们实现了4 kHz×18=72 kHz的输出偏差，接近商业FM应用所需的偏差。

  简而言之，晶体振荡器提供稳定的载波频率，但需要更大的倍频因子。对于LC振荡器，情况正好相反。虽然它不能提供足够稳定的载波，但它通常能够最终靠最小的频率倍增来实现所需的频率偏差。

  为了确定调整并联电容器时晶体频率的偏移程度（其“可拉性”），我们应该晶体的电路模型参数。或者，制造商能够给大家提供如图4所示的拉力曲线。

  图4是一个相当典型的拉力曲线。这表明，当晶体的负载电容从100pF变化到10pF时，相对于晶体的串联谐振频率，频率从+100ppm变化到+700ppm。

  图5使用电容耦合将变容二极管连接到晶体振荡器。图片由Steve Arar提供

  消息信号通过两个RF扼流圈施加到变容二极管。电容器C1和C2用于将变容二极管连接到晶体。这些电容器比变容二极管小得多，有助于防止变容二极管对晶体施加过大的负载。然而，C1和C2的存在会影响晶体在变容管中特定电容变化时所经历的有效电容变化。

  在该模型中，Cj表示变容二极管电容的中心值。ΔCj表示其变化。该网络呈现的总负载电容可以被视为包括中心电容值（CN）加上由ΔCj引起的变化（ΔCN）。

  由于最后一项涉及对一个小值进行平方，因此相对于其他项，它可以被认为是可忽略不计的。在排除这个可忽略的项后，代数计算得出的总电容为：

  方程7的一个重要含义是，晶体负载电容的分数变化（ΔCN/CN）小于变容二极管电容的分数改变（ΔCj/Cj）。它减少了C12/Cj的比率。例如，如果Cj=10C12，则C12/Cj=1/10，晶体两端的分数电容变化是变容二极管产生的十分之一。

  为了找到变容管晶体振荡器组合的频率偏差，能够正常的使用与上述程序类似的程序和晶体的电路模型。然而，由于篇幅限制，本文将不涉及此分析。感兴趣的读者可以借鉴Charles W.Bostian、Frederick H.Raab和Herbert L.Krauss的经典射频设计书《固态无线电工程》，了解分析摘要。

  图7将VCO结合到PLL装置中以产生宽带PM波。图片由Steve Arar提供

  这里，VCO频率比晶体振荡器频率（fosc）大N倍。PLL锁定到晶体振荡器提供的稳定频率源。这设置了输出FM波的中心频率（fc）。输出载波频率的容差由晶体振荡器电路决定。

  图8将VCO结合到PLL装置中以产生宽带FM波。图片由Steve Arar提供

  请注意，PLL的带宽应超过调制信号的带宽，以防止环路使信号失真。这种调制器的线性工作范围主要根据相位检测器。